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    LED照明開關電源設計原理及全過程

      新聞發布時間：2015/2/1新聞瀏覽次數：2510新聞作者：濟南銳瑪試驗機
    一、概論
    　　開關電源是利用現代電力電子技術，控制開關管開通和關斷的時間比率，維持穩定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調制(PWM)控制IC和MOSFET構成。開關電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點上，反而高于開關電源，這一點稱為成本反轉點。隨著電力電子技術的發展和創新，使得開關電源技術也在不斷地創新，這一成本反轉點日益向低輸出電力端移動，這為開關電源提供了廣闊的發展空間
    　　電源有如人體的心臟，是所有電設備的動力。但電源卻不像心臟那樣形式單一。因為，標志電源特性的參數有功率、電源、頻率、噪聲及帶載時參數的變化等等；在同一參數要求下，又有體積、重量、形態、效率、可靠性等指標，人可按此去"塑造"和完美電源，因此電源的形式是極多的。
    　　隨著電力電子技術的高速發展，電力電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切，而電子設備都離不開可靠的電源，進入80年代計算機電源全面實現了開關電源化，率先完成計算機的電源換代，進入90年**關電源相繼進入各種電子、電器設備領域，程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關電源，更促進了開關電源技術的迅速發展。開關電源是利用現代電力電子技術，控制開關晶體管開通和關斷的時間比率，維持穩定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調制(PWM)控制IC和MOSFET構成。開關電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點上，反而高于開關電源，這一成本反轉點。隨著電力電子技術的發展和創新，使得開關電源技術在不斷地創新，這一成本反轉點日益向低輸出電力端移動，這為開關電源提供了廣泛的發展空間。
    　　一般電力要經過轉換才能符合使用的需要。轉換的例子有：交流轉換成直流，高電壓變成低電壓，大功率中取小功率等等。
    　　開關電源的工作原理是：
    　　1.交流電源輸入經整流濾波成直流；
    　　2.通過高頻PWM(脈沖寬度調制)信號控制開關管，將那個直流加到開關變壓器初級上；
    　　3.開關變壓器次級感應出高頻電壓，經整流濾波供給負載；
    　　4.輸出部分通過一定的電路反饋給控制電路，控制PWM占空比，以達到穩定輸出的目的。
    　　開關電源設計全過程
    　　1 目的
    　　希望以簡短的篇幅，將公司目前設計的流程做介紹，若有介紹不當之處，請不吝指教。
    　　2 設計步驟：
    　　2.1 繪線路圖、PCB Layout.
    　　2.2 變壓器計算。
    　　2.3 零件選用。
    　　2.4 設計驗證。
    　　3 設計流程介紹(以DA-14B33為例)：
    　　3.1 線路圖、PCB Layout請參考資識庫中說明。
    　　3.2 變壓器計算：
    　　變壓器是整個電源供應器的重要核心，所以變壓器的計算及驗證是很重要的，以下即就DA-14B33變壓器做介紹。
    　　3.2.1 決定變壓器的材質及尺寸：
    　　依據變壓器計算公式
    　　B(max) = 鐵心飽合的磁通密度(Gauss)
    　　Lp = 一次側電感值(uH)
    　　Ip = 一次側峰值電流(A)
    　　Np = 一次側(主線圈)圈數
    　　Ae = 鐵心截面積(cm2)
    　　B(max)依鐵心的材質及本身的溫度來決定，以TDK Ferrite Core PC40為例，100℃時的B(max)為3900 Gauss，設計時應考慮零件誤差，所以一般取3000~3500 Gauss之間，若所設計的power為Adapter(有外殼)則應取3000 Gauss左右，以避免鐵心因高溫而飽合，一般而言鐵心的尺寸越大，Ae越高，所以可以做較大瓦數的Power.
    　　3.2.2 決定一次側濾波電容：
    　　濾波電容的決定，可以決定電容器上的Vin(min)，濾波電容越大，Vin(win)越高，可以做較大瓦數的Power，但相對價格亦較高。
    　　3.2.3 決定變壓器線徑及線數：
    　　當變壓器決定後，變壓器的Bobbin即可決定，依據Bobbin的槽寬，可決定變壓器的線徑及線數，亦可計算出線徑的電流密度，電流密度一般以6A/mm2為參考，電流密度對變壓器的設計而言，只能當做參考值，最終應以溫昇記錄為準。　　3.2.4 決定Duty cycle (工作周期)：
    　　由以下公式可決定Duty cycle ，Duty cycle的設計一般以50%為基準，Duty cycle若超過50%易導致振蕩的發生。
    　　NS = 二次側圈數
    　　NP = 一次側圈數
    　　Vo = 輸出電壓
    　　VD= 二極體順向電壓
    　　Vin(min) = 濾波電容上的谷點電壓
    　　D =工作周期(Duty cycle)
    　　3.2.5 決定Ip值：
    　　Ip = 一次側峰值電流
    　　Iav = 一次側平均電流
    　　Pout = 輸出瓦數
    　　效率
    　　PWM震蕩頻率
    　　3.2.6 決定輔助電源的圈數：
    　　依據變壓器的圈比關系，可決定輔助電源的圈數及電壓。
    　　3.2.7 決定MOSFET及二次側二極體的Stress(應力)：
    　　依據變壓器的圈比關系，可以初步計算出變壓器的應力(Stress)是否符合選用零件的規格，計算時以輸入電壓264V(電容器上為380V)為基準。
    　　3.2.8 其它：
    　　若輸出電壓為5V以下，且必須使用TL431而非TL432時，須考慮多一組繞組提供Photo coupler及TL431使用。
    　　3.2.9 將所得資料代入 公式中，如此可得出B(max)，若B(max)值太高或太低則參數必須重新調整。
    　　3.2.10 DA-14B33變壓器計算：
    　　輸出瓦數13.2W(3.3V/4A)，Core = EI-28，可繞面積(槽寬)=10mm，Margin Tape =？ 2.8mm(每邊)，剩余可繞面積=4.4mm.
    　　假設fT = 45 KHz ，Vin(min)=90V，？ =0.7，P.F.=0.5(cosθ)，Lp=1600 Uh
    　　計算式：
    　　變壓器材質及尺寸：l
    　　由以上假設可知材質為PC-40，尺寸=EI-28，Ae=0.86cm2，可繞面積(槽寬)=10mm，因Margin Tape使用2.8mm，所以剩余可繞面積為4.4mm.
    　　假設濾波電容使用47uF/400V，Vin(min)暫定90V.
    　　決定變壓器的線徑及線數：
    　　假設NP使用0.32ψ的線
    　　電流密度=
    　　可繞圈數=
    　　假設Secondary使用0.35ψ的線
    　　電流密度=
    　　假設使用4P，則
    　　電流密度=
    　　可繞圈數=
    　　決定Dutyl cycle：
    　　假設Np=44T，Ns=2T，VD=0.5(使用schottky Diode)
    　　決定Ip值：
    　　決定輔助電源的圈數：
    　　假設輔助電源=12V
    　　NA1=6.3圈
    　　假設使用0.23ψ的線
    　　可繞圈數=
    　　若NA1=6Tx2P，則輔助電源=11.4V
    　　決定MOSFET及二次側二極體的Stress(應力)：
    　　MOSFET(Q1) =最高輸入電壓(380V)+ =
    　　=463.6V
    　　Diode(D5)=輸出電壓(Vo)+ x最高輸入電壓(380V)=
    　　=20.57V
    　　Diode(D4)=
    　　= =41.4V
    　　其它：
    　　因為輸出為3.3V，而TL431的Vref值為2.5V，若再加上photo coupler上的壓降約1.2V，將使得輸出電壓無法推動Photo coupler及TL431，所以必須另外增加一組線圈提供回授路徑所需的電壓。
    　　假設NA2 = 4T使用0.35ψ線，則
    　　可繞圈數= ，所以可將NA2定為4Tx2P
    　　變壓器的接線圖：
    　　3.3 零件選用：
    　　零件位置(標注)請參考線路圖： (DA-14B33 Schematic)
    　　3.3.1 FS1：
    　　由變壓器計算得到Iin值，以此Iin值(0.42A)可知使用公司共用料2A/250V，設計時亦須考慮Pin(max)時的Iin是否會超過保險絲的額定值。
    　　3.3.2 TR1(熱敏電阻)：
    　　電源啟動的瞬間，由於C1(一次側濾波電容)短路，導致Iin電流很大，雖然時間很短暫，但亦可能對Power產生傷害，所以必須在濾波電容之前加裝一個熱敏電阻，以限制開機瞬間Iin在Spec之內(115V/30A，230V/60A)，但因熱敏電阻亦會消耗功率，所以不可放太大的阻值(否則會影響效率)，一般使用SCK053(3A/5Ω)，若C1電容使用較大的值，則必須考慮將熱敏電阻的阻值變大(一般使用在大瓦數的Power上)。
    　　3.3.3 VDR1(突波吸收器)：
    　　當雷極發生時，可能會損壞零件，進而影響Power的正常動作，所以必須在靠AC輸入端 (Fuse之後)，加上突波吸收器來保護Power(一般常用07D471K)，但若有價格上的考量，可先忽略不裝。
    　　3.3.4 CY1，CY2(Y-Cap)：
    　　Y-Cap一般可分為Y1及Y2電容，若AC Input有FG(3 Pin)一般使用Y2- Cap ， AC Input若為2Pin(只有L，N)一般使用Y1-Cap，Y1與Y2的差異，除了價格外(Y1較昂貴)，絕緣等級及耐壓亦不同(Y1稱為雙重絕緣，絕緣耐壓約為Y2的兩倍，且在電容的本體上會有"回"符號或注明Y1)，此電路因為有FG所以使用Y2-Cap，Y-Cap會影響EMI特性，一般而言越大越好，但須考慮漏電及價格問題，漏電(Leakage Current )必須符合安規須求(3Pin公司標準為750uA max)。
    　　3.3.5 CX1(X-Cap)、RX1：
    　　X-Cap為防制EMI零件，EMI可分為Conduction及Radiation兩部分，Conduction規范一般可分為： FCC Part 15J Class B 、 CISPR 22(EN55022) Class B 兩種 ， FCC測試頻率在450K~30MHz，CISPR 22測試頻率在150K~30MHz， Conduction可在廠內以頻譜分析儀驗證，Radiation 則必須到實驗室驗證，X-Cap 一般對低頻段(150K ~ 數M之間)的EMI防制有效，一般而言X-Cap愈大，EMI防制效果愈好(但價格愈高)，若X-Cap在0.22uf以上(包含0.22uf)，安規規定必須要有泄放電阻(RX1，一般為1.2MΩ 1/4W)。
    　　3.3.6 LF1(Common Choke)：
    　　EMI防制零件，主要影響Conduction 的中、低頻段，設計時必須同時考慮EMI特性及溫昇，以同樣尺寸的Common Choke而言，線圈數愈多(相對的線徑愈細)，EMI防制效果愈好，但溫昇可能較高。
    　　3.3.7 BD1(整流二極體)：
    　　將AC電源以全波整流的方式轉換為DC，由變壓器所計算出的Iin值，可知只要使用1A/600V的整流二極體，因為是全波整流所以耐壓只要600V即可。
    　　3.3.8 C1(濾波電容)：
    　　由C1的大小(電容值)可決定變壓器計算中的Vin(min)值，電容量愈大，Vin(min)愈高但價格亦愈高，此部分可在電路中實際驗證Vin(min)是否正確，若AC Input 范圍在90V~132V (Vc1 電壓最高約190V)，可使用耐壓200V的電容；若AC Input 范圍在90V~264V(或180V~264V)，因Vc1電壓最高約380V，所以必須使用耐壓400V的電容。
    　　Re：開關電方設計過祘
    　　3.3.9 D2(輔助電源二極體)：
    　　整流二極體，一般常用FR105(1A/600V)或BYT42M(1A/1000V)，兩者主要差異：
    　　1. 耐壓不同(在此處使用差異無所謂)
    　　2. VF不同(FR105=1.2V，BYT42M=1.4V)
    　　3.3.10 R10(輔助電源電阻)：
    　　主要用於調整PWM IC的VCC電壓，以目前使用的3843而言，設計時VCC必須大於8.4V(Min. Load時)，但為考慮輸出短路的情況，VCC電壓不可設計的太高，以免當輸出短路時不保護(或輸入瓦數過大)。
    　　3.3.11 C7(濾波電容)：
    　　輔助電源的濾波電容，提供PWM IC較穩定的直流電壓，一般使用100uf/25V電容。
    　　3.3.12 Z1(Zener 二極體)：
    　　當回授失效時的保護電路，回授失效時輸出電壓沖高，輔助電源電壓相對提高，此時若沒有保護電路，可能會造成零件損壞，若在3843 VCC與3843 Pin3腳之間加一個Zener Diode，當回授失效時Zener Diode會崩潰，使得Pin3腳提前到達1V，以此可限制輸出電壓，達到保護零件的目的。Z1值的大小取決於輔助電源的高低，Z1的決定亦須考慮是否超過Q1的VGS耐壓值，原則上使用公司的現有料(一般使用1/2W即可)。
    　　3.3.13 R2(啟動電阻)：
    　　提供3843第一次啟動的路徑，第一次啟動時透過R2對C7充電，以提供3843 VCC所需的電壓，R2阻值較大時，turn on的時間較長，但短路時Pin瓦數較小，R2阻值較小時，turn on的時間較短，短路時Pin瓦數較大，一般使用220KΩ/2W M.O
    　　3.3.14 R4 (Line Compensation)：
    　　高、低壓補償用，使3843 Pin3腳在90V/47Hz及264V/63Hz接近一致(一般使用750KΩ~1.5MΩ 1/4W之間)。
    　　3.3.15 R3，C6，D1 (Snubber)：
    　　此三個零件組成Snubber，調整Snubber的目的：1.當Q1 off瞬間會有Spike產生，調整Snubber可以確保Spike不會超過Q1的耐壓值，2.調整Snubber可改善EMI.一般而言，D1使用1N4007(1A/1000V)EMI特性會較好。R3使用2W M.O.電阻，C6的耐壓值以兩端實際壓差為準(一般使用耐壓500V的陶質電容)。
    　　3.3.16 Q1(N-MOS)：
    　　目前常使用的為3A/600V及6A/600V兩種，6A/600V的RDS(ON)較3A/600V小，所以溫昇會較低，若IDS電流未超過3A，應該先以3A/600V為考量，并以溫昇記錄來驗證，因為6A/600V的價格高於3A/600V許多，Q1的使用亦需考慮VDS是否超過額定值。
    　　3.3.17 R8：
    　　R8的作用在保護Q1，避免Q1呈現浮接狀態。
    　　3.3.18 R7(Rs電阻)：
    　　3843 Pin3腳電壓最高為1V，R7的大小須與R4配合，以達到高低壓平衡的目的，一般使用2W M.O.電阻，設計時先決定R7後再加上R4補償，一般將3843 Pin3腳電壓設計在0.85V~0.95V之間(視瓦數而定，若瓦數較小則不能太接近1V，以免因零件誤差而頂到1V)。
    　　3.3.19 R5，C3(RC filter)：
    　　濾除3843 Pin3腳的雜訊，R5一般使用1KΩ 1/8W，C3一般使用102P/50V的陶質電容，C3若使用電容值較小者，重載可能不開機(因為3843 Pin3瞬間頂到1V)；若使用電容值較大者，也許會有輕載不開機及短路Pin過大的問題。
    　　3.3.20 R9(Q1 Gate電阻 )：
    　　R9電阻的大小，會影響到EMI及溫昇特性，一般而言阻值大，Q1 turn on / turn off的速度較慢，EMI特性較好，但Q1的溫昇較高、效率較低(主要是因為turn off速度較慢)；若阻值較小， Q1 turn on / turn off的速度較快，Q1溫昇較低、效率較高，但EMI較差，一般使用51Ω-150Ω 1/8W.
    　　3.3.21 R6，C4(控制振蕩頻率)：
    　　決定3843的工作頻率，可由Data Sheet得到R、C組成的工作頻率，C4一般為10nf的電容(誤差為5%)，R6使用精密電阻，以DA-14B33為例，C4使用103P/50V PE電容，R6為3.74KΩ 1/8W精密電阻，振蕩頻率約為45 KHz.
    (本文轉自電子工程世界：http://www.eeworld.com.cn//LED/2015/0125/article_11726.html)
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